Раздел: Документация
0 ... 25 26 27 28 29 30 31 ... 49 Принимая элементы фильтров идеальными, т.е. не имеющими активных потерь, при точном соблюдении условий резонанса (3.78) можно считать, что первая гармоника выходного напряжения инвертора поступает на нагрузку без амплитудных и фазовых искажений. Иначе говоря, коэффициент ослабления основной гармоники для данного типа фильтра равен единице. Для высших гармоник сопротивления звеньев соответственно Zj =n(u1Ll — 1/ясо! Сь 7 1(3.79) tmlC2 — \lna>lL2 ) Из (3.79) следует, что если na>xLx»1/ию! С\ и п(й1С2» X/riGiiLj, то для высших гармоник эффективность фильтра эквивалентна эффективности простого LC-фильтра с параметрами Lx и С2. Но, с другой стороны, фильтр не искажает первой гармоники напряжения и не создает дополнительной загрузки инвертора емкостным током фильтра, поскольку этот ток компенсируется током индуктивности L2. Приближенная оценка параметров такого фильтра может быть произведена так же, как и параметров Г-образного, состоящего из индуктивности Lj и емкости С2 (падение напряжения At7L1 на индуктивности Lx от тока нагрузки рекомендуется брать равным 30 —40% номинального значения гармоники напряжения на выходе инвертора). Соответственно значения С1 и L2 выбираются из условия обеспечения резонанса на основной частоте (3.78). Однако наличие в схеме фильтра емкости Сх и индуктивности L2, предназначенных для устранения искажения фильтром первой гармоники напряжения, приводит к удвоению суммарной установленной мощности элементов фильтра, а следовательно, к значительному увеличению его массы и габаритов. Кроме того, последовательный резонансный контур ухудшает динамические характеристики инвертора при коммутации нагрузки ZH. Достаточно эффективным фильтром, обладающим удовлетворительными технико-экономическими показателями, является фильтр, схема которого приведена на рис. 3.29, в. Фильтр состоит из параллельных с нагрузкой LC-цепей, каждая из которых настроена в резонанс на частоту соответствующей гармоники. Цепь LXCX настроена в резонанс на частоту первой гармоники напряжения и включена последовательно с нагрузкой. Фильтр, собранный по такой схеме, пропускает практически без ослабления первую гармонику напряжения и шунтирует высшие. Количество шунтирующих резонансных цепей фильтра зависит от требуемого коэффициента гармоник кти в выходном напряжении. Обычно устанавливают резонансные цепи на третью и пятую гармоники напряжения, а шунтирование гармоник более высоких частот возлагают на оконечный конденсатор Си + 1. Высшие гармоники напряжения инвертора в основном выделяются на индуктивности Lx. Конденсатор Сх в фильтре может быть исключен, и тогда его структура становится сходной со структурой фильтра на рис. 3.29, а, ослабляющего первую гармонику напряжения. В § 3.3 отмечалось, что наибольшее распространение среди схем инверторов тока в настоящее время получила схема параллельного инвертора тока с компенсирующим устройством, состоящим из реактора и встречно-параллельно соединенных тиристоров (см. рис. 3.25, а). Одной из причин этого является близость формы выходного напряжения в такой схеме к синусоидальной без использования дополнительных фильтров. В этом случае роль фильтра играют коммутирующие конденсаторы инвертора, емкость которых обычно бывает достаточно большой, чтобы шунтировать токи высших гармоник. Наличие же реактора компенсирующего устройства еще более улучшает форму кривой, так как его индуктивность в совокупности с емкостью конденсаторов образует колебательный контур на частоте первой гармоники тока. Этот эффект особенно проявляется в режимах малой загрузки инвертора, т. е. при слабом демпфировании колебательных процессов в указанном контуре. Однако наличие тиристоров в компенсирующем устройстве (см. рис. 3.25, а) несколько ухудшает гармонический состав выходного напряжения из-за несинусоидальности потребляемого компенсирующим устройством тока. Поэтому в однофазных инверторах тока при высоких требованиях к синусоидальности выходного напряжения предусматривают установку фильтра, состоящего обычно из одного-двух звеньев, по схеме рис. 3.31. Каждое из звеньев этого фильтра настраивается в резонанс на соответствующую гармонику тока. Весьма важным фактором, влияющим на синусоидальность выходного напряжения, является также индуктивность Ld сглаживающего реактора инвертора тока. При определенных значениях индуктивности этого реактора и емкости конденсаторов на выходе, а также параметров нагрузки выходное напряжение будет синусоидальным без применения дополнительных фильтров. С этой точки зрения желательно иметь небольшую индуктивность входного реактора, обеспечивающую режим работы инвертора, Граничный с режимом рис. 3.31. Схема фильтра инвертора прерывистого входного тока.тока  В трехфазных мостовых схемах инверторов тока могут быть использованы аналогичные способы улучшения формы выходного напряжения. Но так как инвертируемый ток в них не содержит гармоник, кратных трем, то эта задача выполняется проще. Рассмотренные схемы фильтров являются типовыми и не исчерпывают всего многообразия схем, которые могут быть использованы в автономных инверторах. При выборе типа фильтра необходимо также учитывать ряд факторов, непосредственно не связанных с улучшением формы кривой выходного напряжения. Основным из них является влияние фильтра на динамические характеристики инвертора, от которых зависит работа инвертора в переходных режимах (пуск инвертора, сброс или наброс нагрузки и т. д.) или параллельная работа его с другими инверторами. Параметры фильтра влияют на работу отдельных элементов инвертора, например на токи или напряжения полупроводниковых элементов. Важную роль в некоторых случаях играют фильтры в обеспечении защиты собственно инвертора и потребителей при различного рода авариях. Все эти и ряд других не указанных здесь факторов необходимо учитывать при проектировании инверторных установок. Приведенные выше соотношения для выбора параметров фильтров могут использоваться только для предварительной их оценки. , Точный расчет этих параметров связан с использованием сложного математического аппарата и применением современных средств вычислительной техники. 3.5.3. УМЕНЬШЕНИЕ ВЫСШИХ ГАРМОНИК В ВЫХОДНОМ НАПРЯЖЕНИИ БЕЗ ПРИМЕНЕНИЯ ФИЛЬТРОВ Наличие фильтров на выходе инверторов, как правило, существенно ухудшает ряд его технико-экономических показателей. В связи с этим при разработке инверторов уделяется большое внимание снижению содержания высших гармоник в выходном напряжении непосредственно в процессе преобразования. С этой целью применяют различные модификации схем отдельных инверторов, групповое соединение нескольких инверторов, специальные законы регулирования и т. д. Наиболее остро этот вопрос возникает для инверторов напряжения, имеющих явно выраженную несинусоидальную форму выходного напряжения. Поэтому рассматриваемые ниже способы распространяются преимущественно на такие инверторы. Наиболее простой способ уменьшения высших гармоник заключается в использовании выходного трансформатора, имеющего отводы на определенные напряжения, которые поочередно подключаются к нагрузке ключевыми элементами инвертора (на рис. 3.32, а транзисторами VTX-VT3 и VT\-VT3. Ком-  Рис. 3.32. Аппроксимация синусоидального напряжения посредством переключения отпаек в трансформаторе: а схема инвертора; 6 — диаграмма выходного напряжения мутация транзисторов происходит в следующем порядке. Предположим, что нагрузка R„ чисто активная и на интервале О —$i ток проводит транзистор VT3, соответственно на нагрузке будет напряжение U3, равное Ua/kr3 (кт3— коэффициент трансформации для соответствующей отпайки)., Далее, через промежутки времени, равные тс/6, поочередно включаются транзисторы VT2 и VTU и напряжение на нагрузке принимает значения U2=Uaj/ст2 и иг = иа/кг1. Затем коммутация транзисторов VTt — VT3 идет в обратном порядке. В момент Э5 начинается поочередная коммутация транзисторов VT\ — VT3 в такой же последовательности. В результате напряжение на нагрузке имеет ступенчатую форму (рис. 3.32, б), которая может быть аппроксимирована синусоидой с точностью, зависящей от количества отпаек (следовательно, и транзисторов в схеме) и соответствующих им значений коэффициента трансформации. Например, при трех отпайках, обеспечивающих напряжения на нагрузке: l; U2 = Q,735 Ut и U3 = 0,265 Ut—коэффициент ;армоник по напряжению krV не превышает 15%. Основной недостаток данного способа ■ заключается в том, что он применим практически только при активной нагрузке инвертора. При активно-индуктивной нагрузке в момент Э5 ток нагрузки не изменяет своего направления и для его протекания необходимо вводить в схему обратные диоды. При этом форма кривой выходного напряжения изменяется и зависит от значения индуктивности нагрузки. Устранение этого нежелательного эффекта связано с существенным усложнением схемы инвертора. Синтезирование выходного напряжения ступенчатой формы может производиться не только по синусоидальному закону, но и по трапецеидальному, когда ступенчатой кривой аппроксимируется трапеция. Такой закон синтезирования может быть реализован в различных типах многофазных схем, а также посредством геометрического сложения напряжений однофазных инверторов. Примером может служить схема  + о- I "In I " I 4 I  Аппроксимация синусои-напряжения посредством суммирования напряжений разных частот: а — блок-схема соединения инверторов; б— диаграмма выходных напряжений инверторов и напряжения на нагрузке Рис. 3.33. Аппроксимация синусоидальною напряжения посредством суммирования напряжений инверторов, работающих при равных частотах: а —блок-схема соединения инверторов, б —диаграммы выходных напряжений инверторов и напряжения на нагрузке преобразования (рис. 3.33, а), состоящая из п однотипных однофазных инверторов. Вторичные обмотки выходных трансформаторов соединены последовательно и подключены к нагрузке. На рис. 3.33, б для случая и = 8 показаны выходные напряжения инверторов, сдвинутые по фазе на углы тс/12. В результате сложения этих напряжений на нагрузке формируется многоступенчатое напряжение, которое можно аппроксимировать трапецией. Коэффициент гармоник krv в выходном напряжении такой формы не превышает 10%. Достоинствами схемы являются однотипность инверторов, равномерное распределение нагрузки между ними, относительная простота системы управления и возможность построения на этой основе не только однофазных, но и трехфазных преобразователей. Многоступенчатая форма выходного напряжения может быть получена путем сложения нескольких напряжений прямо- угольной формы разных частот, определенным образом ориентированных во времени. Это достигается последовательным соединением инверторов, работающих с частотами /, 3/, 5/, nf. Количество соединенных последовательно инверторов будет определять степень синусоидальности выходного напряжения. Схема такого соединения приведена на рис. 3.34, а. При питании от общего источника необходимо, чтобы все инверторы имели трансформаторный выход. Коэффициенты трансформации отдельных инверторов выбираются так, чтобы их напряжения соответствовали коэффициентам гармонического ряда, полученного при разложении напряжения прямоугольной формы, т. е. кг3 = кг1/ъ; А:т5 = /ст1/5; ктп = кт1/п.(3.80) Выходное напряжение при этом будет иметь вид, соответствующий диаграмме на рис. 3.34, б (для трех инверторов). Выходные трансформаторы ограничивают область применения рассмотренных способов улучшения формы выходного напряжения только инверторами, работающими с фиксированной или мало изменяющейся частотой, поскольку использование трансформаторов в широком диапазоне частот выходного напряжения нерационально. Перспективным способом улучшения гармонического состава выходного напряжения является широтно-импульсная модуляция прямоугольного напряжения по определенному закону. Простейшим случаем улучшения гармонического состава выходного напряжения посредством ШИМ является устранение третьей гармоники в выходном напряжении однофазного инвертора. Это нетрудно обеспечить введением фиксированного угла управления а = тс/3 (§ 3.3). Форма выходного напряжения инвертора для этого случая показана на рис. 3.35, а. Гармонический состав этого напряжения определяется выражением - ин = —(sin 9+ - sin 59 + тс v5 + sin79 + ...). (3.81) Переходом к более сложному закону управления можно исключить третью и пятую гармоники. "Г 5 ж гж * а)
япппн. 1} N./ 1 .гж 1—4 Рис. 3.35. Формы выходного напряжения при различных способах ШИМ 0 ... 25 26 27 28 29 30 31 ... 49
|
|||||||||||||||||||||||||||||||||||||
